کنترل هیسترزیس به SMPS ها اعمال شده است] ۴۲، ۴۳، ۴۴[در این بخش، توضیحی در رابطه با پیاده‌سازی کنترل هیسترزیس در مبدل‌های DCبهDC داده شده است. قبل از آن، یک توصیف فیزیکی کنترل هیسترزیس، در قالب محدوده سوئیچینگ داده شده است.شکل ۳-۴، تا زمانی که مقدار خروجی درون این محدوده (output_low و output_high) باشد را توصیف می‌کند و بعد از آن می‌توان گفت که خروجی در حالت ماندگارطبیعی می‌باشد. تنظیمات بالا و پایین می‌تواند در رابطه با حدودی که عمل کنترلی را تعیین می‌کند بوده و عمل سوئیچ هنگامی که حالت منتهی از حد تعیین شده عبور می‌کند، اتفاق می‌افتد.
هنگامی که هم حد بالا و هم حد پایین استفاده شوند، فضای بین دو محدوده تعیین‌کننده یک باند مرده که هیچ کنترلی اتفاق نمی‌افتد می‌باشد. اگر سیستم یک متغیر حالت داشته باشد و هر دو سطح (خاموش ـ روشن) سیستم یکسان باشند، سیستم ممکن است دچار ارتعاشات خودبرانگیخته شده سوئیچینگ روشن ـ خاموش در تلاش برای نگه داشتن حالت کاری در یک سطح مطلوب سریع خواهد شد.

( اینجا فقط تکه ای از متن پایان نامه درج شده است. برای خرید متن کامل فایل پایان نامه با فرمت ورد می توانید به سایت feko.ir مراجعه نمایید و کلمه کلیدی مورد نظرتان را جستجو نمایید. )

شکل ۳-۴- حدود مقدار خروجی با توجه به زمان. محدود پایین و بالا بوسیلهoutput_high و output_low نشان داده شده‌اند. عمل کنترلی هنگامی که حالت منحنی از حد تعیین شده عبور کند، اتفاق می‌افتد.
در سیستم‌هایی با دو یا تعداد بیشتر حالت، دینامیک‌های اضافی سایر حالات، ممکن است جلوی ارتعاشات خود برانگیخته را بگیرد. با وجود این در مبدل‌های قدرت، سوئچینگ فرکانس بالا مرتبط با ارتعاشات خود بر انگیخته ممکن است مخرب باشد و بسیار ضروری است که از این رفتار جلوگیری به عمل آید. بنابراین، باند مرده یک ویژگی نوعی کنترل محدوده. الکترونیک قدرت می‌باشد ]۴۲[
به عنوان مثال، در شکل۳-۵، یک مبدل کاهنده DCبهDC با کنترل هیسترزیس نشان داده شده است. پارامترهای مبدل عبارت‌اند از: دارای ولتاژ ورودیv24= V_in، ولتاژ خروجی v12=V_out، ریپل ولتاژ خروجی ۱%، فرکانس سوئیچینگ نامی kHz 100 fe_(nominal)= ، µH 69= Lو µf 220 C= است .
شکل ۳-۵: کنترل هیسترزیس مبدل باک DCبهDC براساس ولتاژ خروجی.
صرفنظر از نقطه شروع ولتاژ در هنگام کلیدزنی، محل سوئیچ به محض مواجهه با یک محدوده، صورت می‌پذیرد ولتاژ از ۰تا۱۲/۱۲ ولت با نرخی که توسط مقادیر L و C محدود می‌شود، افزایش می‌یابد. سپس ترانزیستور خاموش می‌شود و تا زمانی که ولتاژ به ۸۸/۱۱ ولت افت کند، خاموش باقی می‌ماند. زمان برای سوئیچینگ خاص و مقادیر حالت، بوسیله عملکرد مدار خطی به آهستگی تعیین می‌شوند.
به محض اینکه ولتاژ خروجی بین مقادیر میانگین باشد، عمل سوئیچ آن را تحت همه شرایط در حول و حوش محدوده‌ها نگه می‌دارد عملکرد کلی وابسته به مقادیر خط، بار القاگر خازن می‌شود. کنترل هیسترزیس همه نوسانات خروجی به به غیر ریپل را حذف می‌کند که این خاصیت استحکام نامیده می‌شود. شکل۳-۶ رفتار یک مبدل باک DCبه DCرا تحت کنترل هیسترزیس با پارامترهای داده شده فوق نشان می‌دهد.

شکل ۳-۶: رفتار زمانی مبدل باک DCبهDC تحت کنترل هیسترزیس. پارامترهای مبدل در بالا داده شده‌اند. ولتاژ خروجی در محدوده‌های ۱% ولتاژ خروجی عمل می‌کند.
یکی از معایب این نوع کنترلر براساس ولتاژ خروجی این است که آن با انواع مبدل‌ها کار نمی‌کند. برای مثال، در حالت مبدل افزاینده DCبهDC که در شکل ۳-۷ نشان داده شده است، هنگام شروع از نقطه صفر ولتاژ، سوئیچ روشن شده و تا زمانی که هیچ شمارش انرژی‌ای برای بالا بردن ولتاژ خروجی وجود نداشته باشد، روشن می‌ماند.
شکل۳-۷: کنترل هیسترزیس برای مبدل افزاینده DCبهDC براساس ولتاژ خروجی. با شروع از نقطه صفر ولتاژ، سوئیچ روشن شده و روشن باقی می‌ماند. سرانجام، هیچ شارش انرژی برای بالا بردن ولتاز خروجی وجود ندارد.
از بحث بالا می‌توان گفت که سوئیچ می‌بایست تأثیر مستقیمی بر روی متغیرهای حالت داشته باشدبه گونه‌ای که کنترل هیسترزیس بتواند به درستی عمل کند. برای مثال، در مبدل DCبهDC باک، هنگامی که سوئیچ روشن است داریم: V_l=V_in-V₀ و هنگامی که سوئیچ خاموش است داریم: V_l=V₀ ، و می‌توان دید که V₀ هر دو حالت را شامل می‌شود.
برای مبدل DCبهDC افزاینده ، هنگامی که سوئیچ روشن است داریم: V_l=-V_in و هنگامی که سوئیچ خاموش است داریم: V_l=V_in-V₀ و مشاهده می‌شود که هنگامی که سوئیچ روشن است تأثیر مستقیمی بر روی V₀ ندارد. بنابراین، کنترلر هیسترزیس براساس ولتاژ خروجی پیاده‌سازی شده بر روی مبدل DCبهDC افزاینده نمی‌تواند عملکرد درستی داشته باشد.
برای مبدل، DCبهDC کاهنده-افزاینده نشان داده شده در شکل۳-۸، شکل مشابهی ایجاد می‌شود، از آنجایی که سوئیچ روشن است داریم: V_l=-V_in و هنگامی که سوئیچ خاموش است داریم: V_l=-V₀ و مجدداً حالت روشن بودن سوئیچv_o را شامل نمی‌شود.
شکل۳-۸- کنترل هیسترزیس برای مبدل کاهنده- افزاینده DCبهDC براساس ولتاژ خروجی ـ با شروع از نقطه صفر ولتاژ، سوئیچ روشن شده و روشن باقی می‌ماند. سرانجام، هیچ شارش انرژی‌ای برای بالا برن ولتاژ خروجی وجود ندارد.
کنترل هیسترزیس می‌تواند متغیرهایی به غیر از ولتاژ خروجی را شامل شود؛ جریان سلف متغیر دیگری است که می‌تواند کنترل شود، مشکل این نوع از روش کنتلی اسن است که تنظیمات کنترلی وابسته به بار می‌شود. تحلیل یک مبدل باک DCبهDC با پارامترهای زیر ارائه شده است: ۱۲V₀=ولت، RL (بار)، تنظیمات جریان برابر ۲/۱ آمپر است در حالیکه برای ۲/۱ RL=اهم تنظیمان جربان برابر ۱۰ آمپر می‌باشد.
عملکرد کنترلی هنگامی که جریان سلف به عنوان فیدبک استفاده می‌شود متفاوت است؛ جریان به محدوده مورد نظر می‌رسد و سپس در امتداد آن نقطه کار لغزش می‌کند. بسیاری از کنترل‌ کننده های حدی دارای ویژگی‌های کنترل مد لغزشی (SMC) هستند ]۴۲[ که در آن دینامیک سیستم به طور موثری بوسیله حدود و نه از طریق منحنی کنترل می‌شود.
کنترل هیسترزیس جریانی می‌تواند با بهره گرفتن از روش دو حلقه‌یا پیاده‌سازی شود. خطای بین ولتاژ واقعی و مطلوب یک جریان اضافی را می‌دهد که باید به بار رسانده شود. یک بلوک PI می‌تواند سیگنال خطای ولتاژ را برای فراهم نمودن یک مقدار جریان برای کنترل هیسترزیس مورد استفاده قرار دهد. این روش همچنین روش مُد لغزشی برای مبدل DCبهDC نامیده می‌شود که هدف این تحقیق است و در قسمت‌های بعدی به تفصیل مورد بحث قرار خواهد گرفت.
۳-۶- کنترل تطبیقی
در برخی از وطایف کنترلی سیستمی که باید کنترل شود دارای عدم قطعیت پارامتر در ابتدای عمل کنترلی می‌باشد. مگر اینکه عدم قطعیت چنین پارامتری تدریجاً بوسیله تطبیق و یا مکانیزم تخمین کاسته شود،.که آن هم ممکن است موجب نادرستی و ناپایداری سیستم‌های کنترلی گردد. در تعدادی از وظایف دیگر، همانند سیستم‌های قدرت، دینامیک‌های سیستم ممکن است رفتار شناخته شده‌‌ای را در ابتدا داشته باشند، اما همان گونه که عمل کنترلی ادامه پیدا می‌کند، آن ممکن است با نوسانات پیش‌بینی نشده پارامترها روبرو گردد.
بدون طراحی مجدد پیوسته کنترلر، طراحی کنترلر مناسب اولیه ممکن است قادر به کنترل بهینه مجموعه در حال تغییر نباشد. به طور کلی، حرف اساسی کنترل تطبیق‌پذیر، نگه داشتن عملکرد موجود سیستم در حضور عدم قطعیت‌ها و یا نوسانات ناشناخته در پارامترهای مجموعه می‌باشد.
دوابراز اساسی برای ساختن کنترل‌های تطبیق‌پذیر می‌توانند به صورت زیر ذکر شوند.
روش کنترل تطبیقی مدل مرجع
روش خود تنظیم‌گر
۳-۶-۱-روش کنترل تطبیقی مدل مرجع
روش کنترل تطبیقی مدل مرجع نشان داده شده در شکل۳-۹شامل چهار قسمت می‌باشد.
یک مجموعه شامل پارامترهای ناشناخته،
یک مدل مرجع برای تعیین خروجی مطلوب سیستم کنترلی به صورت فشرده،
یک قانون کنترل فیدبک شامل پارامترهای قابل تنظیم، و
یک مکانیزم تطبیق‌پذیری برای به روز رسانی پارامترهای قابل تنظیم.
فرض می‌شود که مجموعه دارای ساختار شناخته شده‌ای باشد، با وجود این پارامترهای آن ناشناخته‌اند. برای مجموعه‌های خطی، فرض می‌شود که تعداد قطب‌ها و صفرها شناخته شده است، اما مکان آنها ناشناخته است. برای مجموعه‌های غیرخطی، اینگونه القا می‌شود که ساختار معادلات دینامیکی شناخته شده است اما برخی از پارامترها ناشناخته‌اند.
شکل ۳-۹یک سیستم کنترل تطبیقی مدل مرجع نشان‌دهنده چهار بخش اصلی استفاده شده
در این مدل یک مدل مرجع برای تعیین پاسخ ایده‌آل سیستم کنترل تطبیقی به فرمان خارجی مورد استفاده قرار گرفته است. آن پاسخ ایده‌آل مجموعه را فراهم می‌کند که در آن بایستی مکانیزم تطبیق‌پذیری در تنظیم کردن پارامترها جستجو گردد. انتخاب مدل مرجع قسمتی از طراحی کنترل تطبیق‌پذیر می‌باشد.
کنترلر معمولاً بوسیله تعدادی از پارامترهای قابل تنظیم، پیکره‌بندی می‌شود. کنترلر باید قابلیت مسیریابی کامل را داشته باشد تا امکان همگرایی مسیریابی را اجازه دهد. این بدان معناست که، هنگامی که پارامترهای مجموعه کاملاً شناخته شده‌اند، پارامترهای متناظر کنترلر بایستی خروجی مجموعه را مشابه آنچه که در مدل مرجع است، بسازند. هنگامی که پارامترهای مجوعه ناشناخته‌اند، مکانیزم تطبیق‌پذیری، پارامترهای مجموعه را تنظیم خواهد کرد به گونه‌ای که مسیریابی کامل به طور مجانبی حاصل گردد. مکانیزم تطبیق‌پذیری برای تنظیم کردن پارامترها در قانون کنترلی مورد استفاده قرار می‌گیرد. تفاوت اصلی با کنترل مرسوم در وجود این مکانیزم تطبیقی نهفته است.
۳-۶-۲-کنترلر خود تنظیم‌گر
یک کنترلر که بوسیله کوپل کردن یک کنترل کننده ی با یک تخمین‌گر پارامترهای آنلاین (بازگشتی) بدست می‌آید، کنترلر خود تنظیم‌گر نامیده می‌شود. شکل ۳-۱۰ساختار شماتیکی چنین کنترلی را نشان می‌دهد.
شکل ۳-۱۰- یک کنترلر خود تنظیم‌گر. کامپیوتر پارامترهای کنترلر مربوطه را پیدا کرده و سپس U را براساس پارامترهای کنترلر و سیگنال‌های اندازه‌گیری شده محاسبه می‌کند.
عملکرد یک کنترلر خود تنظیم‌گر به صورت زیر است: در هر لحظه، تخمین‌گر مجموعه‌ای از پارامترهای تخمین زده شده سیستم را که بر اساس ورودی قبلی سیستم (U) و خروجی محاسبه شده‌اند، را به کنترلر می‌فرستد. کامپیوتر پارامترهای متناظر کنترلر را می‌یابد و سپس U را بر اساس و خروجی محاسبه شده‌اند، را به کنترلر می‌فرستد. کامپیوتر پارامترهای متناظر کنترلر را می‌یابد و سپس U را براساس پارامترهای کنترلر و سیگنال‌های اندازه‌گیری شده محاسبه می‌کند. این U موجب تولید یک خروجی جدید برای سیستم می‌شود و کل سیکل پارامترها و به روز رسانی ورودی تکرار می‌گردد.
در روش بنیادی برای کنترل خود تنظیم کننده، تخمین پارامترهای مجموعه فرض شده و سپس محاسبه پارامترهای کنترلر انجام می‌شود. چنین طرحی اغلب کنترل تطبیق‌پذیر غیرمستقیم نامیده می‌شود، به دلیل اینکه نیاز به تبدیل پارامترهای تخمین زده شده به پارامترهای کنترلر می‌باشد. ممکن است این بخش از محاسبه حذف گردد. برای انجام این کار، قابل ذکر است که پارامترهای قانون کنترل و پارامترهای دستگاه (مجموعه) برای یک روش کنترلی خاص به یکدیگر مرتبط می‌باشند.
این به معنی جایگزینی مجدد پارامترهای مدل دستگاه (مجموعه) با پارامترهای کنترلر که شناخته شده‌اند می‌باشد و پس از آن تکنیک‌های تخمین استاندارد برای مدل مورد نظر می‌باشد. از آنجائی که هیچ انتقالی در این طرح نیاز نیست، آنرا کنترل تطبیق‌پذیر مستقیم می‌نامند.
تابع لازم برای طراحی تطبیق‌پذیری، ترکیب کردن مکانیزم تطبیق‌پذیری می‌باشد که باقی ماندن پایداری سیستم را ضمانت خواهد نمود و ردیابی خطا با تغییر پارامترها به صفر همگرا خواهد شد.
کنترل تطبیق‌پذیر کلی یک راه صحیح برای کنترل کردن سیستم‌ها فراهم می‌کند، اما پیچیدگی روش کنترلی و هزینه بالای آن این روش را برای منابع تغذیه سوئیچ شده خیلی مناسب نمی‌کند.
۳-۷- کنترل با برنامه‌ریزی جریان
روش کنترلی دیگر استفاده شده برای SMPSها روش کنترل با برنامه‌ریزی جریان است]۳۹، ۴۰[ در این روش خروجی مبدل بوسیله انتخاب یک مقدار مرجع برای جریان پیک سوئیچ ترانزیستور (i_s(t)) کنترل می‌گردد. سیگنال ورودی کنترلی یک جریان i_control (t) می‌باشد.
مدار کنترل سوئیچ را روشن و خاموش کرده و بنابراین جریان پیک ترانزیستور i_control (t) اجازه شارش کردن می‌یابد. سیکل کاری سوئیچ d(t) مستقیما کنترل نمی‌گردد، اما بستگی به i_control (t) ، جریان القاگر، ولتاژ خازن و ولتاژ ورودی منبع دارد.
شکل ۳-۱۱ یک بلوک دیاگرام از کنترل برنامه‌ریزی با جریان با سه مبدل DCبهDC ایزوله نشده (کاهنده، افزاینده وکاهنده-افزاینده) و روشی را که انها وصل شده‌اند را نشان می‌دهد.
شکل ۳-۱۱- بلوک دیاگرام نشان‌دهنده ساختار و کنترل برنامه‌ریزی با جریان با سه مبدل DCبهDC ایزوله نشده a) کاهنده، b) افزاینده c) کاهنده-افزاینده. فلش‌ها نشان می‌دهند که چگونه هر مبدل به کنترلر وصل شده است. پیک ترانزیستور سیکل کاری را به عنوان وروی کنترلی جایگزین می‌کند.
کنترل به صورت زیر عمل می‌کند. یک پالس ساعت در ورودی یک Latch (یک فلیپ فلاپ S-R) دوره تناوب کلیدزنی را آغاز می‌کند. این باعث می‌شود که خروجی فلیپ‌فلاپ بالا رفته و سوئیچ را روشن کند. هنگامی که سوئیچ روشن است جریان سوئیچ، i_s(t) که برابر است با جریان القاگر، i_l(t) ، با یک شیب مثبت m₁ افزایش می‌یابد. هنگامی i_s(t) با i_control برابر شده کنترلر سوئیچ را خاموش می‌کند و i_L(t) در ادامه پریود کلیدزنی کاهش می‌یابد.
کنترلر بایستی جریان سوئیچ i_s(t) را با مدار سنسور جریان اندازه‌گیری کرده و با بهره گرفتن از یک مقایسه‌گر آنالوگ i_s(t) و i_control(t) مقایسه کند. این عمل می‌تواند بوسیله ضرب هر دو مقدار i_s(t) و i_control(t) در یک مقیاس که R_f است، انجام شود. هنگامی که i_s(t)≥i_control(t) شد، مقایسه‌گر فیلیپ فلاپ را بازنشانی^[۲۸] می‌کند و سوئیچ را در ادامه پریود کلیدزنی خاموش می‌کند.
ولتاژ خروجی V₀(t) با ولتاژ مرجع V_ref به منظور تولید یک سیگنال خطا مقایسه می‌شود. این سیگنال خطا به مدار جبران‌ساز اعمال شده و خروجی جبران‌ساز در R_f ضرب می‌گردد. شکل ۱۲ـ۳ شکل موج‌های سیگنال کنترلی i_control(t) و جریان کلیدزنی i_s(t) را نشان می‌دهد.
شکل ۳-۱۲- شکل موج های جریان سوئیچ i_s(t) و ورودی کنترل i_control(t) برای مدار کنترل برنامه‌ریزی یا جریان. این سوئیچ وقتی i_s(t)≥i_control(t) است خاموش می‌شود.
مزیت این روش کنترلی این است که بدون در نظر گرفتن توپولوژی مبدل، تابع تبدیل خروجی V₀(s)/i_control(t) شامل یک قطب کمتر نسبت به V₀(s)/d(s) می‌باشد]۱۶[. با این وجود، یک کنترل ولتاژ خروجی با پهنای باند وسیع‌تر می‌تواند بدون نیاز به یک شبکه جبران‌ساز پیش فاز حاصل گردد.